原创研究文章

前面。理论物理。，04October 2021
光学与光子学
卷9 - 2021 | https://doi.org/10.3389/fphy.2021.749497

基于相干检测的光OFDM，使用四倍频的60 GHz光纤无线电链路，以及信道和载波相位估计

Sunil N Thool*, www.gosselinpr.com

Devendra Chack和 www.gosselinpr.com

Amitesh库马尔

印度理工学院电子工程系，丹巴德，贾坎德邦，印度

光学正交频分复用(OFDM)被证明是下一代高容量和超宽带5G通信系统中最有前途的技术。60 GHz毫米波(mm-wave)频段也正成为最受欢迎的即将到来的频谱，因为今天可用的密集频谱用于移动、多媒体和数据通信等。我们提出了一个由60 GHz光纤无线电(RoF)模型组成的系统，该系统采用优化的光频率四倍化、相干检测、信道估计和载波相位校正技术，用于超宽带16正交调幅(QAM) OFDM基带信号。该系统的误码率(BER)相对较好，为3.1 × 10³使超过105公里的标准单模光纤(SSMF)光纤链路能够成功传输110gbps的数据。系统性能和获得的结果表明，有潜力满足5G和蜂窝通信系统的要求。

简介

在过去的30年里，RoF得到了显著的发展，并取得了良好的技术成熟度。主要研究毫米波波段无线电信号在光纤上的生成、传输和分配，以满足下一代宽带5G技术的需求[1，2］．在毫米波中，60 GHz是未经许可的频谱，正在变得流行，将是5G通信最有前途的频段。虽然它存在传播损耗大、满足小距离通信的缺点，但仍被认为是最适合超宽带接入的无线通信链路。根据上述情况，它还显示了满足即将到来的5G网络接入需求的能力[3.］．基于ofdm的RoF系统在光谱信号纯度和系统对光纤色散(CD)、偏振模色散(PMD)等的鲁棒性方面得到了广泛的研究和验证[4- - - - - -8］．其中一些研究代表了混合毫米波RoF系统光学OFDM信号传输，使用各种技术，如POLMUX，双透镜方案和偏振复用技术，超过50公里的SSMF和20米无线链路[9，10］．任何RoF系统的性能主要取决于所使用元素的特性和设计实现。这些元素是激光源及其功率电平，光调制器，光纤通道，线性和非线性不规则性，如色散，PMD，比特率/数据率，调制和解调方案。在一些研究中，它被表示为OFDM传输，使用M-ary QAM与同相(I)和正交(Q)调制器，传输载波频率范围为2.4-10 GHz，通过SSMF实现了合理的数据速率收发器性能。该实现方案观测到的误码率和误差矢量幅度(EVM)都很好，但只限于很短的距离[4，6，8，13- - - - - -15］．在任何光学OFDM系统中使用M-ary QAM数字调制解调技术，与其他调制技术相比，在大容量数据传输中具有更好的频谱效率和良好的误码率[11- - - - - -18］．此外，与直接调制器相比，使用Mach-Zehnder调制器(MZM)作为外部调制器，光收发器的鲁棒性能可以对抗SSMF色散的线性和非线性效应，PMD [19，20.］．由于射频信号源的限制，60 GHz毫米波的产生是60 GHz RoF系统面临的主要挑战。在光学领域有多种产生60 GHz毫米波的方法，如四倍频和光学外差[21，22］．频率四倍和光学外差是产生60 GHz毫米波信号的一种经济有效的解决方案。

本文提出了一种采用16-QAM、带训练符号和导频符号的OFDM的60 GHz射频信号系统实现方案。通过光学外差、相干检测、信道估计和载波相位估计以及校正技术来实现。它由中心站(CS)组成，该中心站使用16-QAM调制器以100 Gbps到120 Gbps的输入数据速率生成光OFDM信号。OFDM调制通过训练和导频符号插入分别进行信道估计和载波相位估计与校正。60 GHz毫米波信号的产生需要一个昂贵的光调制器和非常稳定的相位噪声本振。在该系统中，通过光学频率四倍化过程设计了60 GHz毫米波。在该技术中，基于LiNbO3 Mach-Zehnder调制器(LiNbO3- mzm -)的线性调制的输入射频(RF)源的频率乘法用于产生高频毫米波信号[23- - - - - -27］．该工艺为60 GHz射频信号的频率生成提供了一种具有成本效益的解决方案和权衡，因此变得更加可靠和经济。

利用LiNbO3-MZM的两个正交臂实现基带OFDM信号到光对话。激光源输入到MZM调制器的两个臂上，由光频率四倍化技术产生的上振子(UOO)频率给出。最低光振(LOO)频率与60 GHz偏置直接与光调制OFDM信号相结合。产生的两个UOO和LOO频率是正交极化的，平行极化频率间隔为60 GHz，相对于连续波(CW)激光载波。在基站(BS)，采用相干检测技术检测60 GHz射频信号。该方法具有提取发射光信号相位信息的优点[28］．相干检波器参考振荡器频率设置为LLO频率，将光信号转换为60ghz射频信号。生成的射频信号然后通过无线信道传播，并被远程无线电终端(RRT)截获。RRT由I-Q解调器组成，其中混合了本地生成的60 GHz信号与接收到的RF信号。混频器输出通过截止频率小于0.2 ×数据率/比特率的低通滤波器，消除混频过程中产生的互调产物。I-Q解调器的输出信号为基带OFDM信号，该信号受到光通道的严重污染，经过OFDM解调器。在OFDM解调器中使用相同的训练序列和导频符号进行信道估计和载波相位估计与校正。采用色散补偿技术来克服在SSMF上传输时色散的影响。相位校正的16-QAM符号通过解调器以4位/符号的符号速率检测接收到的比特流。对数值模拟得到的结果在设计系统的各个阶段进行了分析和讨论。 The frequency spectrums at baseband OFDM, optical frequency quadrupling-based 60 GHz frequency spacing of optical oscillator frequencies, transmitted optical frequency spectrum, and received 60 GHz RF spectrum at RRT are analyzed. The 16-QAM constellation diagram before and after channel estimation and the carrier phase correction signal processing block are also analyzed for EVM% and BER estimation. The reliability and robustness of the proposed design have been verified through the result obtained and discussed in terms of achieved BER with respect to the received optical power of SSMF at various lengths varying from 85 to 130 km. The obtained results are also discussed in terms of EVM% against the received optical power for the input data rate up to 120 Gbps. The proposed RoF system would be the best solution to successfully transmit the data for more than 105 and 110 km SSMF. The BER of 3.1 × 10³2.9 × 10³在输入数据速率分别为110 Gbps和100 Gbps时，相对于接收光功率在BS(测量值约为−13 dBm)下的EVM <15%。该光功率用于传输60 GHz RF，用于连接不同的rrt。本文的结构为提出了60GHz射频系统它描述了基于16-QAM光学链路的OFDM的60 GHz RoF系统。模拟设置、结果和讨论主要是对仿真装置的验证和可行性研究、测试结果的分析和讨论。最后，得出结论并进行了讨论。

提议的60 GHz RoF系统

光纤无线电

RoF系统是当今无线接入网非常有利和突出的技术。它主要由CS、BS和RRT组成，通过光纤链路和射频链路连接。CS与BS之间的光信号传输距离较大，而BS与RRT之间通过射频无线链路进行较小距离的通信。OFDM基带信号在CS上用四倍频产生的UOO进行调制，然后通过SSMF传输。BS与RRT之间正在进行无线射频信号传输。RRT拦截射频信号，解调它，并产生所需的数据流。所提出的60 GHz射频链路的框图和完整设置如图所示图1而且图2,分别。

图1

图1．拟议的60 GHz光纤无线电系统框图。

图2

图2．提出了60 GHz RoF系统的设置方案。

中央车站(CS)

以下是CS中为实现拟议的RoF系统而集成的主要模块。

16-QAM调制器

使用16-QAM调制器将输入数据流转换为4位/符号的基带I-Q符号。16-QAM调制器通过将比特序列分成两个并行子序列来实现，每个子序列在I和Q子载波的两个臂中传输。当传输信息时，信号的幅度根据输入的源符号而变化。

OFDM调制器

16-QAM I-Q信号通过OFDM调制器传递。OFDM调制器由串并联变换器、快速傅里叶反变换(IFFT)、循环前缀(CP)插入和带平滑滤波器的数模(DAC)并行串(S/P)转换组成。在OFDM调制器中，S/P转换块从16-QAM调制器获取编码的串行数据，并在特定的符号间隔插入训练符号和导频符号，用于信道估计和载波相位校正。数字输入数据流被排列成由16-QAM调制子载波分配的光学符号。该子载波信号通过IFFT算法传递，所有子载波转换为时域OFDM符号并保持正交性。将OFDM符号再次转换到频域，以减小光通道的色散效应。它是通过在每个OFDM时域符号中添加一个名为循环前缀(CP)的保护扩展来实现的。它用于减少码间干扰(ISI)和信道间干扰(ICI)。每个时域OFDM符号再次使用并行对串行(P/S)转换器转换为串行流，然后是带有插值因子的DAC，以保持所需的采样率。

频率的四倍

连续波激光二极管的基频为 $f_{0} ＝ 2 π / ω_{0}$ 并发出了光波 $E_{0} （ t ）＝ E_{0} 经验值（ j ω_{0} t ）$ ．时钟为的射频本振 $V_{射频} ＝ V_{射频} 罪（ 2 πRFt ）$ 采用LiNbO3-MZM激光光源产生的光波调制。LiNbO3-MZM在最大传输点偏压，随载波产生偶次边带。在这个方程组中，是一阶边带 $（ f_{0} \pm 2 调频）$ 在光探测器上提取四倍频。在光电探测器上产生的射频频率为4 $f_{米}$ 四倍的信号 $（（ f_{0} + 2 调频） - （ f_{0} - 2 调频））$ ．对LiNbO3-MZM的偏置电压进行优化，对射频信号和光波信号进行调制，抑制奇阶边带的产生，完全抵消。当调制指数大于2.405时，连续波激光载频被抑制。优化后的LiNbO3-MZM两臂偏压产生了振幅较小的高阶边带载波。它主要由与基本载波有关的正二阶谐波和负二阶谐波[29］．情商。为LiNbO3-MZM输出产生的调制载波信号，

E_{1} （ t ） ＝ \frac{γ_{1}}{2} E_{0} 经验值 （ j ω_{0} t ） ［ 经验值 （ j \frac{π}{V_{π}} V_{射频} 因为ωRFt ） + 经验值 （ - j \frac{π}{V_{π}} V_{射频} 因为ωRFt ） ］

\propto γ_{1} E_{0} J_{2 （ 米_{h} ）} ［ 经验值 j （ ω_{0} - 2 ω射频 ） t + （ ω_{0} + 2 ω射频 ） t ］ ， （ 1 ）

在哪里 $γ_{1}$ MZM和的插入损耗是多少米_h调制指数和J_n(m_h）是n^th阶贝塞尔函数。两个光载波通过两个带宽为10ghz的独立带通滤波器(BPF)进行分离。UOO频率 $（ ω_{0} - 2 ω射频）$ 表示为

E_{2} （ t ） ＝ γ_{1} E_{0} J_{2} （ 米_{h} ） 经验值 j （ ω_{0} - 2 ω射频 ） t ． （ 2 ）

LOO频率传输时无需调制信号，而UOO频率用于调制OFDM光信号。

光OFDM生成

OFDM调制器的基带I和Q信号表示为

年代 （ t ） ＝ 我 （ t ） 罪 ω_{射频} t + 问 （ t ） 因为 ω_{射频} t ． （ 3. ）

采用LiNbO3-MZM调制器的两个正交臂进行单边带调制。理论上，它配置有偏置电压 $\frac{V_{π}}{2}$ 和相位差 $\frac{π}{2}$ ．调制指数选择为 $α ＝ π我（ t ） / V_{π}$ 而且 $β ＝ π问（ t ） / V_{π}$ ．SSB光调制信号表示为

E_{3.} （ t ） ＝ γ_{1} γ_{2} E_{0} J_{2} （ 米_{h} ） ｛ 经验值 j （ ω_{0} + 2 ω_{射频} ） t + \frac{π}{V_{π}} ［ 我 （ t ） + 金桥 （ t ） ］ 经验值 j （ ω_{0} + 2 ω_{射频} + ω_{如果} ） t ｝ ， （ 4 ）

在哪里 $γ_{2}$ 为MZM的插入损耗。将两个光振荡器组合后，组合器输出表示为

E_{装备的} （ t ） ＝ E_{2} （ t ） + E_{3.} （ t ）

＝ γ_{1} E_{0} J_{2} （ 米_{h} ） ｛ \frac{1}{2} 经验值 j （ ω_{0} - 2 ω_{射频} ） t + γ_{2} 经验值 j （ ω_{0} + 2 ω_{射频} ） t ｝ + γ_{1} E_{0} J_{2} （ 米_{h} ） \times ｛ \frac{1}{2} 经验值 j （ ω_{0} - 2 ω_{射频} ） t + γ_{2} \frac{π}{V_{π}} ［ 我 （ t ） + 金桥 （ t ） ］ \times 经验值 j （ ω_{0} + 2 ω_{射频} + ω_{如果} ） t ｝ ． （ 5 ）

这 $E_{装备的} （ t ）$ 在CS中产生，并以标准色散和衰减因子通过SSMF传输。

基站(BS)

利用相干检测和带通滤波器(BPF)实现了该系统。光相干探测由4个高速光电探测器PIN组成，将光信号转换为60 GHz射频信号。通过它的电流的大小主要取决于PIN响应特性。它还保留了输入信号的相位信息，这是与直接检测技术相比的主要优点。光相干接收机采用外差式设计，采用一组3 dB光耦合器、本振激光器和平衡检测。通过检测SSMF末端接收到的光信号，生成60 GHz毫米波射频信号。打LO激光频率设置为发射光OFDM信号的60 GHz频偏。由于这一过程的相干性，它保留了光信号的相位信息。因此，在不采用色散补偿技术的情况下，可以在一定程度上实现远距离通信覆盖。

远程无线电终端(RRT)

RRT由以下主要部分组成。

智商解调器

从BS检测到的60 GHz射频信号通过无线链路传输到RRT进行短程覆盖。射频信号被RRT终端截获，在那里进行I-Q解调过程。I-Q解调器由混频器、射频LO和低通滤波器(LPF)组成。将截获的射频信号与局部产生的60 GHz LO进行混频，然后用截止频率0.2 ×比特率的LPF丢弃混频过程产生的互调产物。

OFDM解调器

OFDM解调器通过带下采样因子的模数转换，将信号转换为全局符号速率。在OFDM解调器中采用了色散补偿、去除CP、快速傅里叶变换(FFT)、训练和导频符号插入以进行信道估计和载波相位噪声估计与校正。数字滤波用于对抗由于在SSMF上传播而产生的色散补偿。它在参考文献所示的频域内实现。[30.］．

G （ z ， w ） ＝ 经验值 （ - j ． \frac{D ． λ^{2} ． z}{4. π ． c} ． w^{2} ） ， （ 6 ）

在哪里z, w， λ， c, S， λ0, D = Do + S x (λ−λo)分别为波长处光纤的距离覆盖范围、角频率、波长、光速、色散斜率、参考波长和色散系数。

为了减少ISI和ICI，在OFDM调制器中加入CP，从而在去除CP阶段去除CP。每个时域OFDM子载波通过FFT转换回一个符号流，由有用符号、导频符号和训练符号组成。构造的传递函数用于补偿CD、光纤非线性、pmd和偏振相关的损耗。它还提高了符号错误率(SER)。频域色散的传递函数可以描述为

H_{k} ＝ \frac{t_{k ， 培训}}{t_{k ， 处方}} ＝ \frac{\sum_{t_{k ， 处方}}^{t_{k ， 培训}}}{N_{培训}} （ 7 ）

在哪里k是子载波指数，我为训练符号索引，N_培训训练符号的数量是多少，而且t_k，处方接收到的符号在训练符号的位置和t_k，训练原始符号。在任何接收机配置的情况下，载波相位将随时间漂移。通常假设漂移在每个OFDM符号上保持相对恒定，但从一个OFDM符号到下一个OFDM符号会发生变化。通过将上面的传递函数修改为在OFDM符号之间变化的传递函数[31］．

\dot{H_{K ， l} ＝ 经验值 （ - j φ_{l} ） \frac{{| H_{k} |}^{2}}{\dot{H_{k}}}} ， （ 8 ）

在哪里lOFDM符号索引和ϕ_l为每个OFDM符号上的估计相位。

φ_{l} ＝ \frac{1}{N_{p}} \sum_{n ＝ 1}^{N_{p}} ｛ 参数 （ y_{\ln} ） - 参数 （ x_{\ln} ） ｝ ， （ 9 ）

其中索引n这就是Np导频符号用于每个OFDM符号中， $y_{\ln}$ 接收到的导频符号和 $x_{\ln}$ 是原始传输的导频符号。由于假定相位漂移在每个OFDM符号上近似为常数，因此对导频取平均值进行计算。基于归一化阈值决策设置，I和Q符号在每个通道上归一化到各自的16-QAM星座网格。一旦确定了决策，则计算EVM为

维生素 ＝ \frac{\sqrt{\bar{{| 年代 - ⌊ {年代}_{D} |}^{2}}}}{\bar{{| {年代}_{D} |}^{2}}} \times One hundred. %， （ 10 ）

在哪里年代是符号序列 $\bar{（ .．. ）}$ 哪个表示平均值和 ${年代}_{D}$ 是年代．将判定后接收到的信号与原始发送的符号进行比较，并计算符号误码和随后的比特误码。16-QAM的误码率估计为

是 R_{16 - QAM} ＝ \frac{3.}{8} 误差补函数 （ \sqrt{\frac{SN R_{16 - QAM}}{10}} ） ． （ 11 ）

模拟设置、结果和讨论

利用optisystem工具构建了提出的60 GHz毫米波射频链路实现方案，并在MATLAB中对得到的结果进行了分析。所提出的系统的模拟设置图描述在图2．在CS中，连续波激光器的调谐频率为193.1太赫兹，线宽为10 MHz。用作LiNbO3-MZM调制器的光源。LiNbO3-MZM调制器射频输入为15ghz LO信号，射频源幅值设置为6v峰-峰。将LiNbO3-MZM调制器的消光比设置为30 dB，偏置电压设置为4 V。LiNbO3-MZM调制器输出的光振频率较193.1 THz的连续波激光载频提高了15 GHz，达到原来的4倍。生成的光振荡器频率193.07 THz, LOO和193.13 THz, UOO保持60 GHz的频偏，如图所示图3．两个光振荡器的振幅由一个具有30 dB增益的光放大器放大，以补偿调制过程中所控制的损失。放大器级输出的信号振幅约为−1 dBm。

图3

图3．193.07太赫兹LOO和193.13太赫兹UOO使用四倍频产生频率。

采用以193.07 THz和193.13 THz为中心的两个独立的矩形带通滤波器(BPF)分离出两个BW为10 GHz的光振荡器。采用4位/符号的16-QAM调制器对输入的伪随机数据流进行100gbps、110gbps和120gbps不同速率的映射，生成基带I-Q信号。16-QAM, I-Q信号通过OFDM调制器，其中10个训练符号和导频符号位于25、44、64、84和104个OFDM符号位置，用于信道估计和载波相位估计。通过调制过程，每帧产生128个OFDM符号的总数。可以观察到，在占用信道带宽(BW)变化的所有输入数据速率下，OFDM信号的幅值为−15 dBm取决于输入数据速率从100 Gbps到120 Gbps的选择。

基带OFDM, I-Q信号通过光转换块传递。该模块由两对正交的LiNbO3-MZM组成，其中I和Q信号分别在光域进行90°相移调制。选择最高UOO 193.13 THz作为光调制过程的输入激光源。由两臂LiNbO3-MZM产生的OFDM光频谱如图所示图4．

图4

图4．光OFDM频谱。

光OFDM的振幅为−27 dBm，进一步与LOO 193.07 THz相结合，产生60 GHz毫米波光OFDM信号，通过SSMF传输。60 GHz毫米波光OFDM的组合输出如图所示图5．

图5

图5．发射60ghz光OFDM频谱。

产生的毫米波光信号在SSMF光链路上传播，功率损耗为0.2 dB/km，色散为16.75 ps/km/nm。为了弥补SSMF的损失，在CS和BS之间使用了一个光学放大器和高斯光学滤波器，接收增益为10 dB, BW为60 GHz。该接收机由两臂高速光电二极管和193.07太赫兹连续波激光器组成。连续波激光器的振幅设置为+10 dBm。相干检测器输出处检测到的60 GHz射频信号如图所示图6．

图6

图6．60 GHz射频频谱。

来自BS的60 GHz RF被传播到RRT。RRT主要由I-Q解调器组成，通过将输入射频信号与本地产生的60 GHz射频信号混合，将信号转换为基带。混合器输出通过LPF，截止频率为0.2 ×比特率，丢弃了混合过程中产生的不必要的谐波和互调产品。I-Q解调器的输出通过使用数字滤波的带有色散补偿的OFDM解调器，这是一种用于所需光纤长度的频域技术。

OFDM解调器还根据在发射机训练符号的同一符号实例上插入的10个训练序列符号估计信道特性。

图中为信道估计前后典型的16-QAM星座映射符号图图7，图8,图9分别适用于120 Gbps、110 Gbps和100 Gbps的输入数据速率。除了信道估计外，该系统还使用已知训练导频符号进行载波相位估计和校正。OFDM解调器训练导频符号的位置设置在128个OFDM符号中的25、44、64、84、104位置。载波相位估计后的星座图如图所示图7- - - - - -9110公里，110公里和115公里的输入数据速率分别为120 Gbps, 110 Gbps和100 Gbps。

图7

图7．16-QAM星座在110公里SSMF 120 Gbps数据速率。

图8

图8．16-QAM星座在115公里SSMF的110 Gbps数据速率。

图9

图9．16-QAM星座在115公里SSMF的100 Gbps数据速率。

重点指出了正确计算载波相位估计和校正，保持接收和发送比特流之间更小的误码率。接收到的OFDM符号经过信道估计、载波相位估计和校正后，基带I-Q信号通过4位/符号设置的QAM解调器。最后，采用离线方法估计输入与接收数据流之间的误码率。图10表示在数据速率为120Gbps、110Gbps和100Gbps时，SSMF光纤长度为80 ~ 130km时的误码率性能。典型误码率为9.1 × 10⁴， 3.1 × 10³2.9 × 10³当数据速率分别为120Gbps、110Gbps和100Gbps时，可以在大约90km、105 km和110km的光纤长度下实现。

图10

图10．误码率与纤维长度。

对于80-130 km的光纤长度，SSMF末端的接收功率根据其长度分别在-8.2 dBm和-18.23 dBm之间变化。接收功率与误码率性能显示在图11．可以观察到，对于较高的120 Gbps数据速率，误码率为10⁴到10²接收功率为−8.2 dBm ~−15 dBm。同样，对于100gbps的数据速率，误码率为10⁵到10³根据接收输入功率−9 dBm到−15 dBm实现。图12为不同输入数据速率下，SSMF末端EVM相对于接收光功率的%。可以看出，EVM随接收功率的减小而增大，并随光纤距离/长度的增大而增大。

图11

图11．接收功率vs误码率。

图12

图12．接收功率vs EVM%。

在105km和110km的SSMF长度处测量到<15%的EVM，但由于采用了新颖有效的信道估计和载波相位估计及校正方法，系统的误码率保持在3.1 × 10以内³2.9 × 10³输入速率分别为110 Gbps和100 Gbps。

表1重点介绍了采用不同基带调制技术的60ghz毫米波正交分频复用系统的实现比较。通过有效利用相干检测、信道估计和载波相位校正技术，并保持3.1 × 10的误码率，可以支持更远距离的通信³2.9 × 10³SSMF分别在105 km和110 km处，EVM <15%。按图12，可以看出，当EVM阈值<15%时，BER达到了。由于光纤的不规则性和路径损耗效应，光纤距离越长，EVM性能越差。

表1

表1．之前的实现与提出的60 GHz毫米波OFDM RoF的比较。

结论

设计并通过数值仿真验证了60 GHz毫米波RoF系统的实现方案。此外，它是优化和简化了相当大的60 GHz毫米波信号的产生使用频率四倍技术，这将是经济的相比昂贵的仪器。同样，该系统还采用光学外差和相干检测技术，再生60 GHz射频信号传播到远程无线电终端。通过采用信道估计和载波相位估计及校正方法，实现了该算法的优良性能，使误码率保持在3.1 × 10³2.9 × 10³在105km和110km距离，输入数据速率分别为110gbps和100gbps时，SSMF的EVM <15%。此外，所提出的RoF模型最适合超宽带宽的要求，以满足未来的通信需求。

数据可用性声明

支持本文结论的原始数据将由作者提供，毫无保留地提供。

作者的贡献

所有作者都对提出的RoF系统设计体系结构做出了同样的贡献。DC和AK监督了整个工作。SNT进行了数值模拟和分析。所有作者都对手稿的写作做出了贡献。

利益冲突

作者声明，这项研究是在没有任何商业或财务关系的情况下进行的，这些关系可能被解释为潜在的利益冲突。

出版商的注意

本文中所表达的所有主张仅代表作者，并不代表他们的附属组织，也不代表出版商、编辑和审稿人。任何可能在本文中评估的产品，或可能由其制造商提出的声明，都不得到出版商的保证或认可。

参考文献

1.李霞，于杰，张国科。超宽带5G无线通信的光子学辅助技术。J光科技37(2019)(12): 2851 - 65。doi: 10.1109 / jlt.2019.2906498